Stream Memory Subsystem in Reconfigurable

Reconfigurable systems offer flexible platforms in which to optimize a memory subsystem for a single application or a class of applications. While architectural research on FPGA has been partial to processor designs, the same flexibility and performance offered by today’s FPGAs are equally suitable for the memory subsystem design. As the performance disparity between processor and memory intensifies [1], high performance or real-time application performance continues to be limited by the memory subsystem [2]. Consequently, studies on efficient memory subsystems should be considered alongside the processor design as memory performance must be scrutinized on new architectures. While FPGA platforms continue to provide a larger number of configurable logic blocks that can be mapped to processing elements to satisfy computing demands, the interconnect delays and relatively slower memories maintain an imbalance between processor and memory performance. Traditional approaches to compensate for poor memory performance such as caches are not effective due to poor temporal locality of data for streaming data [3], and especially when large memory buffers are not available on FPGA platforms. Data duplication on distributed memory buffers is also not effective as the chip area can be better utilized for processing. This paper presents a flexible memory subsystem for stream computation. The memory subsystem builds upon configurable stream units that move data while computation is performed. The stream units are specialized DMA units that are optimized for stream data transfer. They rely on a set of stream descriptors, which defines the memory access pattern, to prefetch and align data in the order required by thecomputing platform. In using the stream units in the memory subsystems, the architecture effectively decouples the communication from computation, and allows hardware designers to address their implementation and optimization ndividually. The stream units take advantage of available bandwidth by prefetching data before it is needed, and consequently, the system performance becomes dependent on average bandwidth of the memory subsystem with less sensitivity to peak latency to access a data element.

RELATED WORK

The streaming programming model separates communication from computation, allowing either programmer or compiler to specify each portion independently [4]. Properties of streaming model of computation include:
• Computations kernels are independent and self contained Computation kernels are localized such that there are no data dependencies between other kernels. A programmer can annotate portions of a program that exhibit this behavior for mapping onto a stream processor or accelerator.

• Computation groups are relatively static The processing performed in each computation group is regular or repetitive, which often come in the form of a loop structure. There are opportunities for compiler optimization to organize the computation as well as the regular access patterns to memory.

• Explicit definition of communication Computation kernels produce an output stream from one or more input streams. The stream and other scalar values which hold persistent application state are identified explicitly as variables in a communication stream or signal between kernels.

• Data movement exposed to programmer A programmer can explicitly define movement of data from memory or to other computation kernels. Hardware mechanisms such as a DMA or stream unit provide this capability without interrupting the processor. The stream processing model seeks to either minimize data movement by localizing the computation, or to overlap computation with data movement. Furthermore, the programmer can retune the application memory access as memory bottlenecks arise.

There is a number of streaming processor architectures developed over recent years. Examples of stream processors include RAW [5], Imagine [6], Merrimac [7], and the RSVP™ architecture [8,9]. There is also another class of streaming architectures with origins from reconfigurable platforms such as FPGA. These architectures rely on the flexibility of the platform to synthesize streaming accelerators based on programmer definition. In comparison to the above mentioned architectures, a set of compiler tools create optimized hardware configurations rather than map computation onto existing design. They are associated with the programming language or compiler tool that allows software developers to configure hardware for stream computation. Examples include SCORE [10], ASC [11], and Streams-C [12]. While each approach is different, stream architectures provide hardware mechanisms that can configure their datapaths for different types of parallelism in stream computation. Furthermore, they include programmable communication infrastructure to move data based on programmer defined API. In this paper, we propose the use of stream descriptors [8,9] for use in a reconfigurable FPGA platform to generate an optimized memory subsystem. Stream descriptors are a language extension to specify memory access patterns, which is used by dedicated stream units to prefetch and assemble data. The programmer describes the computation independently from stream descriptors, and then a compiler synthesizes the proper hardware for stream processing. The FPGA platform allows exploration of different configurations of the memory hierarchy. Once optimized for a particular class of applications, the design can be ported into standard or structured ASICs design flows for fabrication.



STREAM MEMORY HIERARCHY
A design framework is being developed to automatically generate synthesizable streaming accelerators [13]. Using stream programming languages [9,14,15,16] which includes programmer’s explicit definition of streams and their movement, an integrated memory subsystem can be built. This approach selects designs from well-engineered framework consisting of accelerators and network rather than generating hardware from a generic representation of a high level language [17]. The memory subsystem builds upon stream units that moves data based on stream descriptors, as shown in Figure 1. Single or multiple accelerators in various configurations can be built. Furthermore, systems with multiple scalar processors, bus, peripherals or memory controllers can be configured such that the stream unit and accelerator are placed appropriately according to the flow of data. Stream descriptors have been recently applied to stream processors [8,9] and peripherals [18,19] to leverage on the deterministic movements of data from memory. In this paper, the stream descriptors are applied to the entire memory subsystem so as to enable stream data movement throughout the computing platform. The goal of this research is to generate an optimized memory subsystem based on stream programming input. As data stream type and movement are explicitly defined, there are opportunities to optimize the memory subsystem by prefetching and overlapping movement with computation. By distributing stream units throughout the memory subsystem, the design framework avoid large cache mechanisms that are not efficient for streaming computation and are difficult to synthesize on FPGAs. This following section describes the stream descriptors used to capture stream access patterns in memory. Furthermore, an example stream unit design is described with preliminary results from synthesis.



Stream Descriptors

are mechanisms to allow theprogrammer to describe the shape and location of data inmemory. Dedicated stream units can then utilize the streamdescriptors to prefetch data from memory for the computingplatform. Each stream unit handles all issues inloading/storing of data: address calculation, byte alignmentdata ordering, and memory bus interface. A compiler can alsschedule the loading of a stream descriptor that is dependenon run time values. A stream descriptor is represented by the tuple (TypeStart_Address, Stride, Span Skip, Size) where:


• Type indicates how many bytes are in each element (Type is 0 for bytes, 1 for 16-bit half-words, etc.)

• Start_Address represents the memory address of the first stream element.

• Stride is the spacing, in number of elements, between two consecutive stream elements.

• Span is the number of elements that are gathered before applying the skip offset

• Skip is the offset is applied between groups of span elements, after the stride has been applied

• Size is the number of elements in the stream The Stride, Span, Skip, and Type fields define the shape of a data object.

The grouping and order in which data is accessed defines a Stream Record and corresponds to the preferred alignment of the computation kernel. Stream records can be processed in parallel by hardware accelerators and this explicit alignment of the data facilitates their hardware implementation by eliminating packing and unpacking instructions. Multidimensional or even non-regular spaces can be created by extending the defined semantics of each stream descriptor field. More details are available in [8,9].

Stream Unit

The stream unit consists of one or more input and output stream modules, which are generated to match the needs of the streaming accelerators. In Figure 2, there are two input and one output stream modules. The stream unit is used to transfer data from a system memory or peripheral, and present them in-order to the streaming accelerator. It also transfers processed data back to other memory locations. The following paragraph describes internal operations of the input stream module. The address generation unit (AGU) generates bus addresses based on stream descriptor values and stores pending requests in a queue (Addr Queue). The AGU has similar functionality to [20] but with more robust stream descriptors that allows for different bit-widths and more complex access patterns. The Addr Merge unit thenselects the next bus address to issue, while removing duplicate bus addresses. Data is then stored in the line buffer when the PLB bus returns data from memory. A Tag unit selects stream elements from the line buffer for storage into a stream buffer queue. Data is then presented to the streaming accelerator as aligned data, in the order defined by the stream descriptor. The output stream module consists of similar internal components, but data flows in the opposite direction. Processed data is first stored in stream buffers, which are selected for transfer by the Tag unit. A line buffer holds the set of selected stream data which can be stored at a specified bus address, stored in the Addr unit. The stream unit can be configured to match application requirements based on stream descriptor values, and characteristics of the bus-based system and streaming accelerators. For example, the number of storage elements (stream buffers) and their sizes (bit-width) are selected based on the stream descriptor values and requested bandwidth of the streaming accelerator (stream bandwidth) so that the stream module can provide the maximum number of stream elements requested per cycle. Furthermore, the Address Queue buffer size is selected based on the maximum number of pending requests supported by the bus. The bus line buffer size is set based on bus bandwidth and bursting schemes. This would allow maximum saturation of the bus that can pipeline transfer requests from the memory controller or peripherals. Finally, the address generation unit can be hardwired to generate the memory access patterns based on stream descriptors. Table 1 shows the preliminary synthesis results for different configurations of the stream unit. The resulting clock speeds is about 130MHz on the selected Xilinx FPGA device. A single configuration parameter (in columns) is varied while other parameters are held constant. In general, the larger the buffer sizes, the larger the stream unit. For larger bit-width parameter, the stream unit gate count can actually decrease due to reduced logic to handle multiple bytes within a 32bit word. The current logic circuits can be further optimized by restructuring the logic in Tag unit which compares against the bus address in Addr Queue unit when accessing the line buffer.

Jorge Polentino

19769972

CRF

http://groups.csail.mit.edu/cag/warfp2006/submissions/Chai-Motorola.pdf

Fibras De Carbono Para Hacer Displays Diminutos Y Baratos

Los ingenieros que desarrollan sistemas micro-electro-mecánicos (MEMS), quieren fabricar sus diminutas máquinas a base de silicio, porque es barato, abundante, y puede trabajarse con herramientas ya desarrolladas para fabricar circuitos microelectrónicos. Pero hay un problema: el silicio se rompe con demasiada facilidad.

Durante décadas, los investigadores han intentado fabricar pantallitas que usen diminutos espejos montados en osciladores de silicio. Pero el silicio no oscila con suficiente rapidez.

Se necesita algo sumamente rígido para oscilar con una frecuencia de resonancia de 60.000 veces por segundo (el ritmo de exploración de líneas o "actualización de pantalla" de la mayoría de los displays), pero también debe curvarse mucho para lograr el tamaño adecuado de la imagen.

Shahyaan Desai ha estado trabajando durante más de tres años en la Universidad de Cornell para crear un display práctico que encaje con los requerimientos de los MEMS.

Desai y sus colegas de la universidad, Michael Thompson (profesor de ciencia e ingeniería de los materiales) y Anil Netravali (profesor de ciencia de las fibras) han dirigido su atención hacia las fibras de carbono, el mismo material que refuerza algunas partes de automóviles, aeronaves, bicicletas, y hasta cañas de pescar.

La fibra de carbono es dos veces más rígida que el silicio, pero 10 veces más flexible.

Las fibras de carbono se fabrican de hojas delgadas y estrechas de grafito que se enrollan y upan para formar fibras. Para los usos industriales, las fibras son incluidas en los plásticos con el fin de formar materiales compuestos que son más fuertes que el acero y sin embargo más ligeros. Los MEMS de Desai están hechos con las fibras en bruto.

Desai mostró que las fibras de carbono, de dimensiones micrométricas, pueden doblarse como diminutas cañas de pescar en más de 90 grados, y pueden hacerse vibrar miles de millones de veces sin partirse. "Éste es, que sepamos, el primer material que soporta una deformación tan grande en altas frecuencias sin que aparezcan efectos notables de fatiga", explican los investigadores.

El carbono normalmente es un material quebradizo, pero en forma de fibra resiste sin romperse.

Con esta nueva tecnología, sería posible hacer un display increíblemente barato. Y el dispositivo completo sería lo bastante pequeño como para incorporarse dentro de un teléfono móvil con el fin de proyectar una imagen sobre una pared.

Además de servir como osciladores, las fibras de carbono podrían fabricarse como piezas de relojería mecánica, para impulsar una micromáquina durante un largo periodo de tiempo al liberar poco a poco su energía mecánica, o bien liberarla toda de pronto si se pretende conseguir una acción súbita de gran fuerza. También podrían emplearse como micropéndulos capaces de obtener energía a partir del movimiento, lo que haría posible alimentar teléfonos móviles, PDAs y relojes, mediante los movimientos del usuario, y logrando un nivel de eficiencia significativo.

Jorge Polentino

19769972

CRF

http://www.electronicafacil.net/archivo-noticias/ciencia/Article5415.html

MEMS: Diseño de un microrelay realizado con tecnología SOI

El desarrollo de dispositivos MEMS (Micro Electro-Mechanical Systems) ha experimentado un continuo crecimiento con nuevas áreas de aplicación. Paralelamente, la tecnología SOI (Silicon On Insulator) a demostrado ser una interesante opción para ser utilizada en la fabricación de microsensores y MEMS surgiendo en el mercado más opciones de servicios de fabricación en este tipo de tecnología. En este trabajo se presenta el diseño de un Demostrador con tecnología MEMS sobre obleas de tipo SOI para ser fabricado por la empresa Tronic's a través del sistema Europractice.

La industria de dispositivos MEMS sigue experimentando un gran crecimiento y ampliando cada vez más sus campos de aplicación. Así mismo, las exigencias del mercado hacen que crezca la demanda de dispositivos de mayor rendimiento y confiabilidad. La utilización de SOI como substrato para la fabricación de dispositivos MEMS a demostrado ser extremadamente versátil [1]. Este material tiene grandes ventajas respecto del silicio policristalino [2]. Sus principales características son el reducido “stress” residual y la posibilidad de combinar circuitos eléctricos con elementos micromecánicos. También se caracteriza por su gran resistencia en ambientes extremos y corrosivos, soportando altas temperaturas y niveles de radiación. Desde el punto de vista del diseño y la producción de MEMS, tiene además la ventaja de requerir un menor número de máscaras para el proceso de fabricación. Como consecuencia de lo expresado surgen en el mercado más alternativas para la fabricación de MEMS utilizando obleas de tipo SOI. Si a eso se le suma la posibilidad de obtener prototipos a bajo costo mediante el sistema de servicios MPW (Multi Project Wafer) la utilización de SOI para el desarrollo de MEMS se convierte en una opción viable e interesante.En este trabajo se presenta el diseño de un Demostrador con tecnología MEMS sobre obleas de tipo SOI para ser fabricado mediante el uso del servicio MPW [3], para la fabricación de prototipos, que la empresa Tronic's ofrece a través del sistema Europractice.

Diseño del demostrador

Se diseñó un Demostrador de MEMS conteniendo veintidós variantes de una unidad microrelay tomada como referencia. A partir de la estructura base del microrelay se diseñaron varios dispositivos con diferentes dimensiones y/o estructuras con el objeto de analizar su comportamiento mecánico y eléctrico. El dispositivo de referencia es un microrelay de contactos laterales accionado mediante actuadores electrostáticos de accionamiento lateral. Los actuadores están formados por dos peines, uno fijo y el otro móvil sujeto a un anclaje por medio de un resorte. El accionamiento elec-trostático presenta ciertas ventajas respecto a otros métodos alternativos. Por su parte la actuación lateral resuelve algunos de los inconvenientes que presenta el accionamiento vertical, como por ejemplo la alinealidad de la fuerza de actuación respecto al desplazamiento [4] [5]. El actuador de tipo peine provee una fuerza electrostática lineal [6] [7], producida por la aplicación de una diferencia de potencial, que depende en gran medida de las dimensiones del actuador [5]. Un parámetro importante es la tensión que se debe aplicar para producir el cierre de los contactos del microrelay. Se determinó que el aumento en el ancho de los dedos del peine, si bien logra una disminución de dicha tensión, su influencia no es muy significativa comparada con la de otros parámetros, por lo cual se mantuvo constante salvo en uno de los dispositivos solo a los fines de verificar los cálculos realizados. Los parámetros que se tomaron en consideración para el diseño de los diferentes dispositivos del Demostrador son la separación entre dedos del peine, la separación en el extremo de los dedos del peine, la cantidad de dedos y la longitud y espesor del elemento elástico. También se utilizó una estructura alternativa para éste último para evaluar su comportamiento. El tamaño del Demostrador es de 3400x3100 µm y los microrelay dentro de dicha área van desde 500x400 µm a 900x400 µm.

PROCESO SOI


El proceso de fabricación SOI utilizado [3], si bien por un lado presentó limitaciones en cuanto a la flexibilidad en el diseño, por otro lado simplificó las tareas, ya que solo fue necesario el diseño de una máscara, correspondiente a la estructura de silicio del conjunto. Las restricciones impuestas por el proceso SOI impidieron obtener la metalización de los contactos laterales del microrelay, por lo que se realizará posteriormente mediante la técnica de evaporación. Para ello se removerá el encapsulado del Demostrador colocado en la etapa final del proceso de fabricación. Se dispusieron, alrededor del área del Demostrador, una serie de pads a los cuales se conectan seis microrelay con el objetivo de ensayar algún tipo de encapsulado posterior. El tamaño de los pads es de 200x200 µm en uno de los laterales y 200x320 µm en el otro con un pitch de 240 µm en ambos casos. La capa estructural de silicio, que forma la estructura móvil de los dispositivos, es de 20 µm de espesor y la capa de óxido de la oblea SOI de 0.4 µm.


DISEÑO DEL LAYOUT


El diseño del Demostrador fue realizado en el IMEC de Leuven-Bélgica ajustándose a las reglas del proceso de fabricación. Para el diseño de la máscara se utilizó el editor de layout de Cadence, el cual está estructurado en forma jerárquica en varios niveles. El nivel más bajo lo constituyen una serie de celdas con estructuras básicas
definidas en forma paramétrica para facilitar la construcción de los diferentes dispositivos del Demostrador que difieren básicamente en sus dimensiones. Las celdas definidas corresponden a las estructuras de los peines de los actuadores, a los contactos del microrelay, a los pads de conexionado, a los anclajes de la estructura y a las vigas del resorte. La posibilidad del editor de trabajar con este tipo de celdas facilitó mucho el diseño del layout. El Demostrador diseñado se envió para su fabricación y se prevé realizar en IMEC la caracterización de los prototipos para evaluar sus resultados.

Jorge Polentino
19769972
CRF
http://www.iberchip.org/VIII/docs/posters/p27.pdf

A Capacitive RF MEMS Shunt Switch

As an example of RF MEMS devices, we propose a capacitive shunt switch for millimeter-wave application. Two types of switches have been proposed: capacitive type [6]-[12] and metal-to-metal type[12]-[15]. In general discussion as mentioned above, MEMS switches are superior in insertion loss and isolation when compared with diodes or transistors. But serious limitations such as switching speed and high driving voltage always impose some restriction on application. The reliability of mechanical actuation or mechanical contact is one of the serious concerns and must be clarified for many potential applications. Thus, MEMS switch can be applied where such advantages are essential as low insertion loss, high isolation, low signal distortion, low power consumption, etc. Capacitive switches have 'metal-to-dielectric' contact and their reliability can be higher than that of metal-to-metal ohmic contact switches. But difficulty does exist when we try to apply the capacitive switches to relatively lower frequency. As for capacitive switches, large capacitance is inevitable for resonance at relatively low-frequency range of below 10GHz, because extremely large inductance is difficult to attain with simple fabrication process. But the difficulty in the absolute value of C and L is eased when the frequency range is higher. For some application in millimeter-wave range, tuning ratio can be relatively low value of less than 10, which makes easier the actual application of capacitive switch to millimeter-wave. On the other hand, steady advance in application can be found in various fields such as automotive radar, high-speed data transfer, etc. In our previous reports [18]-[19], a prototype MEMS variable capacitor was proposed. We used the electromagnetic force to smoothly actuate the movable electrode for wide tuning range. But for reducing the size of devices, electrostatic force is preferable, as is often pointed out. In this report, we will propose a MEMS capacitive switch for millimeter-wave range which is fabricated

Basic design of capacitive switch
Figure 1 shows the schematic view of the capacitive shunt switch of single pole single throw (SPST) type. The coplanar waveguide (CPW) is along B-B’ in Fig.1(a). The movable metal electrode is on the silicon plate which is actuated by electrostatic force between he silicon plate and the electrode above the plate.

Unlike most of capacitive switches, the actuator is separated from the signal path. By separating the actuator electrode from the signal electrode, the design of electrodes can be more flexible, because the actuation electrodes do not have to meet the requirements for keeping RF characteristics. With zero actuation voltage, the movable electrode is on the CPW through insulating stopper layer (Fig.1 (b),(d)). Elastic force by silicon spring presses the

movable electrode on the CPW. RF signal is shunted to the ground because electromagnetic resonance occurs under this configuration. When the actuation voltage is applied to the actuator, the movable electrode is pulled up (Fig.1(c)). The resonance condition is no more fulfilled, and the signal goes through, which makes on-state. In this structure, movable electrode is capacitively connected to the ground. Even if the movable electrode is not resistively connected to the ground electrode, shunt switch can be realized by capacitive connection. Figure 2 shows the basic layout of electrodes and the corresponding equivalent circuit. In Fig.2(a), only the symbols for capacitors (C1,C2,C3) are drawn. The upper equivalent circuits in Fig.2(b) corresponds to the physical layout, and it can be reduced to the lower one in the figure. In order to confirm the switching behavior by the separate movable electrode, we performed three-dimensional simulation by HFSS (Ansoft corp.). Figure 3(a) shows the layout of the model for simulation and the simulated distribution of electromagnetic field is shown in Fig.3(b) for on-state and in (c) for off-state; all of the figures are for half model. The movable electrode is 60µm long along CPW (53/80/53-µm, characteristic impedance of 50Ω), and 500µm wide. The gap between the CPW and the movable electrode is set to be 3µm and 0.3µm for on- and off-states, respectively. The gap is totally air in this simulation. The input signal (76.5GHz) from the left port is clearly switched by the movable rectangular electrode. Two types of movable electrodes were employed for confirmation of the effect of matching circuits. Figure 4 shows the layout of both electrodes. As for single electrode (Fig.4(a)), movable electrode is rectangle in shape and fine meander pattern is for adjusting inductance Ls. Another is tuned one (Fig.4(b)) consisting of two electrodes and a matching circuit between them [7],[10]. The two electrodes have the same dimension with the single electrode, and they are separated by a matching circuit about 250µm long.

Structure and fabrication process

Prototype switches were fabricated by bulk micromachining technology. Figure 5 schematically shows fabrication process. (i) The glass lid with drive electrode is processed. The glass is Pyrex glass, and the electrode is Pt/Ti for this switch. A layer of SiO2 is deposited on the electrode for insulation. (ii) The cavity of about 3µm depth is formed, which defines the stroke of movable part. (iii) The glass lid and the silicon for movable part are anodically bonded with each other. Some part of metal electrode is pressed to silicon for making electrical contact for the actuator. Then the silicon is thinned to 50µm by mechanical

polishing. (iv) The movable electrode (Au/Pt/Ti) is deposited and the fixed-fixed beam is made by deep RIE. (v) The CPW electrode and stopper layer (SiO2) are formed on a silicon substrate. High-resistivity silicon (over 10Ω⋅m) is used because low-resistivity silicon deteriorate RF performance. (vi) The movable part and the CPW part are bonded with polyimide. As for sealing, polyimide may be insufficient for keeping the reliability of mechanical movement of the switch. Further research is inevitable mainly for preventing humidity. After finishing wafer process, the glass on the edge of the CPW was removed by the first dicing, and each chip was separated by final dicing. Figure 6 shows the photo of the movable part and CPW, and the bonded chip on an evaluation board. Though all the fabrication process is in wafer-level, these photos are for chips diced for specific evaluation.

RF characteristics
The S-parameters were measured by network analyzer (8510XF of Agilent Technologies) for the frequency range of 50 to 100 GHz. The switch chip was placed on the evaluation board. No electromagnetic seal was installed around the chip, and no obvious resonance due to the substrate was observed. The probes were put on the edge of CPW, and the length of CPW is 2.8mm. The driving voltage of about 50V was also applied from the pad on the CPW substrate. The insertion loss is shown in Fig.7 together with calculated result by HFSS. The measured insertion losses are 1.06dB for the single electrode and 0.77dB for the tuned electrode at 76.5GHz. At least around this frequency, the measured values agree well with calculated ones (1.19dB for single electrode and 0.68dB for tuned electrode). The loss for tuned electrode is lower than that of single electrode as

expected. As far as we know, it is quite difficult to attain the same level of performance by PIN diode or FET.

The measured isolations were 15.6dB for the single electrode and 36.8dB for the tuned electrode. The latter value of isolation is available for many applications. The measured return losses were 15.1dB for the single electrode and 23.3dB for the tuned electrode at 76.5GHz. Return loss should be controlled in many applications, and that of 20dB or better is important for them.

Discussion

The prototype MEMS switch shows a good performance for millimeter-wave range and it can be available for some applications if the conditions are ulfilled such as reliability, cost, size, etc. In designing the switch, the separate actuation mechanism can ease the restriction on the shape of electrode. If the CPW is used as actuation electrode, he size of movable electrode is determined so that the both conditions for mechanical force and RF performance can be fulfilled. So the enlargement of electrode for increasing force, for example, is not necessarily possible when RF condition is not fulfilled. For the present structure, pull-up force is partly determined by the areas of the movable silicon plate and the upper electrode on the lid, and they can be much larger than the movable electrode. The MEMS switches are superior to PIN diode or FET in insertion loss, isolation, and return loss. The equivalent circuits shows the parameters which determines the RF characteristics. When the resonance occurs, the loss is determined by the equivalent esistance Rs. The Rs is mostly determined by the esisitivity of the movable electrode, so the conductivity of the electrode metal must be high enough. By bulk micromachining, flexible condition can be employed for deposition and after-treatment, because restriction is less than surface micromachining process where movable electrode is made after the CPW is finished.
Performance improvement by the tuned electrode can be significant. As shown in Fig.4, tuned electrodes are on the same silicon plate, and they are actuated by one actuator, so only a slight increase in size is necessary for improvement by matching circuit. This s one of the advantages of the present switch. It is desirable to extend the application frequency to such lower range as 2 to 5GHz. In principle, if we can make much larger capacitance and much higher on/off atio, the structure of the present switch can be available. It is a challenge and some breakthrough will be necessary in design and fabrication process.

Monolithic integration with circuit

The above switch is fabricated by bulk-micromachining technology, which is mainly used for discrete MEMS devices. But many reports have already been made about RF MEMS devices based on surface-micromachining technology which is suitable for integration with circuit. The surface-micromachining technology utilize deposition of base materials such as polysilicon, and it is very similar to usual IC fabrication process. Obviously the monolithic integration of RF MEMS devices with circuit is very attractive. One of the most attractive advantages is to be able to use the well defined process technology. Some companies are already developing the IC for wireless communication which integrates MEMS devices. If the one-chip or System-on-Chip (SoC) solution is available, significant reduction of size and cost can be expected.
But there are many issues to overcome for achieving this kind of integration. As for process, when the MEMS devices are fabricated after finishing circuit, severe restriction is sometimes forced in order not to damage the circuit. Another issue is that the base material is limited to silicon with resistivity suitable for circuit. If high-resistivity silicon is necessary as in the above MEMS shunt switch, special processes such as epitaxial deposition is inevitable, which leads to higher cost and degrade the advantage of integration. The packaging is also an important issue for integrated MEMS devices with movable parts in it. The low-price package such as plastic mold cannot be applied and the more expensive package such as ceramic package is necessary. The area of the integrated device is larger than discrete one, so the relative cost of package can be higher if the circuit area is dominant. At present, monolithic integration is not so easy, and many approaches are made for discrete devices and researches about System-in-Package (SiP) solution is active [5]. A variety of technology for SiP have been proposed to improve the flexibility of packaging procedure.
Development of RF MEMS devices Several issues remain for the application of the RF MEMS devices. As for the devices with static displacement like switches, the following issues should be considered.

1. High driving voltage: For electrostatic actuation, relatively high voltage of around 10 to 60V is necessary for stable actuation of moving part. Though the supply current is very small, the circuit for power supply is costly. 2. Low speed: Since the mechanical displacement is necessary, operation time of less than 1µs is difficult. Typical operation time is 1 to 100µs, which limits the application of the device.

3. Relatively low reliability: The mechanical movable and the fixed parts have the possibility of sticking to each other. The mechanical strength of the movable part is generally less than that of solid devices such as diodes or transistors. So relative reliability of MEMS device is less than that of the conventional devices.

4. Packaging complexity: The package must not degrade the mechanical movement of the movable part. So the ambient material must be gas or vacuum, and corresponding package is necessary. In most cases, hermetic sealing is necessary for avoiding stiction.

5. Relatively high cost: The fabrication process is not standardized, and a variety of processes which depend on each device are inevitable. So cost reduction is more difficult than usual integrated circuits. The seriousness of the above issues depend on the device or the application. The MEMS devices show the some superior RF characteristics to that of the solid devices, but many issues must be resolved to meet the requirements for certain applications. The reliability must be guaranteed for its application, and the cost reduction is one of the most important issues. The suitable selection or creation of the application is essential for the expansion of the application.

Jorge Polentino

19769972

CRF

http://www.usl.chiba-u.ac.jp/~ken/Symp2004/PDF/D2.PDF

SOLUCIÓN DE INTERFERENCIAS POR LA EMISIÓN EN RF DE REDES PWM DRIVERS.

La instalación se alimenta en 13,2 kV desde la red pública, con Centros de Transformación dedicados y distribución interna en BT (3 x 380 V). Los motores se alimentan con drivers (rectificadores e inversores PWM para tensión y frecuencia variables). En esa instalación se han detectado interferencias y fallas en los equipos electrónicos de operación de los sistemas hidráulicos del escenario, los que están vinculados con los drivers a través de la red de alimentación. El IITREE ha realizado mediciones para caracterizar el fenómeno, se ha determinado su naturaleza y su origen y se dan las recomendaciones para la normalización.

MEDICIONES

Se efectuaron registros con un Adquisidor-Registrador Digital, bajo distintas condiciones de operación de los drivers. Los registros obtenidos corresponden a la tensión entre el neutro de la alimentación de potencia y la tierra de la instalación al nivel del Tablero de distribución en cuya vecindad se produjeron las fallas (ver figura 7). Se observa que las perturbaciones varían según la condición de operación o la maniobra realizada.La correlación de las perturbaciones con el funcionamiento de los drivers, queda puesta en evidencia en las Figuras 1 a 3. Además se destaca que en ningún momento se produjeron perturbaciones sin el funcionamiento del motor o sin correlación con alguna de las maniobras enumeradas.

La figura 1 corresponde a la tensión generada entre el neutro del sistema de BT y la tierra de seguridad cuando el tablero que contiene los drivers analizados se encuentra en operación. El mismo tipo de registro, con el tablero fuera de servicio, se muestra en la figura 2 y confirma que la perturbación medida en el primer caso es generada por los driver contenidos en dicho tablero. Entre la fase y el neutro de la instalación la perturbación sólo se manifiesta como un ruido de bajo nivel, figura 3, con niveles despreciables respecto a los existentes entre neutro y tierra. Esto indica que la perturbación es de modo común y corresponde a la tensión indicada como U perturbadora en el circuito de la figura 7.

ANÁLISIS DE EMC

través de las Figuras 4 a 7, correspondientes a esquemas de principio, se puede interpretar el fenómeno.

La tensión de alimentación del motor es en realidad un tren de pulsos de alta frecuencia (Del orden de 9kHz). La envolvente del tren es la corriente de frecuencia de potencia ,p.e. 50Hz.
Dada la simetría de la alimentación y de la carga resulta que los armónicos de orden múltiplos de tres de los pulsos son homopolares y, por lo tanto, se cierran a través de las capacidades del cable de alimentación del motor y son derivadas a tierra. Como se ve en la figura 5 y 6, retornan por la red.

Los conductores que vinculan los drivers con los motores están blindados, lo que es correcto. Las corrientes perturbadoras recogidas por la malla se conducen hacia tierra por el conductor de puesta a tierra de seguridad y retornan por el neutro al inversor. Estas corrientes circulando a través de la impedancia del lazo del trayecto de 200 / 300m y produce la tensión U perturbadora medida entre neutro y tierra al nivel del Tablero de Alimentación correspondiente al registro de la figura 1. Esa tensión perturbadora luego aparece como de modo común en el suministro de energía para el resto de las cargas de la instalación. Aquellos equipos particularmente susceptibles tienen comportamientos indebidos o se producen fallas, con causal en este fenómeno.

ADECUACIÓN DE LAS INSTALACIONES

Una instalación correctamente ejecutada se muestra en el esquema de la Figura 8. La corriente perturbadora recogida por el blindaje del cable retorna al inversor a través de un filtro de RF colocado inmediatamente a monte del driver. De esta forma la corriente perturbadora - por otra parte inherente al principio de funcionamiento del PWM – no circulará indebidamente por el resto de la instalación.

Para cumplir con la funciones requeridas los filtros deben estar caracterizados con dos condiciones básicas:

· Atenuación de modo común y diferencial de las componentes de alta frecuencia. El valor requerido deberá ser determinado en función de la amplitud de cada una de las componentes del espectro de la perturbación generada por el tipo específico de driver y el nivel aceptable sobre la red de alimentación de acuerdo al ambiente de operación.(Residencial, comercial o industrial)

· Impedancia de entrada vista desde el driver. La inserción del filtro no debe alterar las condiciones de operación de los dispositivos activos del driver. Para aquellos drivers de tipo regenerativo, como es el caso analizado, la topología del filtro debe ser tal que el valor de la impedancia presentada no produzca sobrecorrientes en los dispositivos semiconductores del convertidor cuando pasa a operar como generador. Adicionalmente debe tenerse presente que la impedancia vista desde el lado de la red resulta siempre capacitiva , a la frecuencia industrial, y que en el caso que se instalen una gran cantidad de filtros será necesario considerar su impacto sobre el factor de potencia de la instalación.

PRUEBAS EN CAMPO.

Las pruebas de campo realizadas luego de la instalación de los filtros demostraron que la tensión residual no supera algunos voltios, nivel compatible con la susceptibilidad del resto del equipamiento. La instalación presentaba un severo incumplimiento de los requerimientos de compatibilidad electromagnética que establecen las normas. Las fuentes perturbadoras son los drivers de los motores y los equipos que ya han resultado susceptibles son los controles electrónicos del sistema hidráulico del escenario, pero dada la magnitud de las interferencias medidas es probable que se presenten, en el futuro, problemas en otros equipos o sistemas aún no puestos en marcha o instalados. Para estos casos de EMC la solución consiste en la instalación de filtros de RFI en la alimentación de potencia e inmediatamente a monte de cada driver. Como se explicó anteriormente esto permite el circulación de las corrientes perturbadoras por un circuito controlado y compacto, evitando la contaminación de la red de alimentación - la que al ser compartida por el resto de sistemas actúa como vehículo de la perturbación - y, también, del medio ambiente. Los filtros de RFI deben especificarse para que cada módulo cumpla con la norma de emisión correspondiente al ambiente de operación, residencial, comercial o industrial, que más se adecúe a la índole de las tareas que se desarrollen en esa parte del Centro de Espectáculos. [1] [2] [3]

Jorge Polentino

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http://www.iitree-unlp.org.ar/pdf/71_01_SEICEL_Soluci%F3n%20de%20Interferencias%20por%20la%20emisi%F3n%20en%20RF%20en%20redes%20PWM%20drivers_PEI-DAE_FI.pdf

Filtro del RF y de la microonda

Radiofrecuencia (RF) y Microonda los filtros representan una clase de Filtro electrónico, diseñado funcionar encendido señales en Megaciclos a Gigahertz gamas de frecuencia (De frecuencia media a Extremadamente de alta frecuencia). Esta gama de frecuencia es la gama usada por la mayoría de la radio de la difusión, televisión, comunicación sin hilos (cellphones, Wi-Fi, etc…), y así la mayoría del rf y los dispositivos de la microonda incluirán una cierta clase de filtración en las señales transmitidas o recibidas. Tales filtros son de uso general como bloques de edificio para los adaptadores y diplexers para combinar o separar bandas de frecuencia múltiples.


Tecnologías del filtro
De los filtros generalmente la mayoría del RF y de la microonda se componen lo más a menudo posible de uno o más juntados resonadores, y cualquier tecnología que se pueda utilizar para hacer resonadores se puede también utilizar así para hacer los filtros. Descargado factor de calidad de los resonadores que son utilizados generalmente fijará selectividad el filtro puede alcanzar. El libro de Matthaei y otros. proporciona una buena referencia al diseño y a la realización de los filtros del rf y de la microonda.


filtros del LC del Lumped-elemento
La estructura más simple del resonador que se puede utilizar en filtros del rf y de la microonda es un LC circuito del tanque paralelo que consiste en o inductores y condensadores de la serie. Éstos tienen la ventaja de ser muy compactos, pero el punto bajo factor de calidad de los resonadores conduce a la degradación de las prestaciones relativamente.

Los filtros del LC del Lumped-Elemento tienen una gama de la frecuencia superior y más baja. Mientras que la frecuencia consigue muy baja, en el kilociclo bajo a la gama del hertzio el tamaño de los inductores usados en el circuito del tanque llega a ser prohibitivo grande. Los filtros muy de baja frecuencia se diseñan a menudo con los cristales para superar este problema. Mientras que la frecuencia consigue más arriba, en los 600 megaciclos y la gama más alta, los inductores en el circuito del tanque haga demasiado pequeño para ser práctico. Un inductor de 1 nanoHenry (nH) en 600 megaciclos no es una vuelta completa uniforme del alambre.


Filtros Planar
Microcinta las líneas de la transmisión (así como CPW o stripline) pueden también hacer buenos resonadores y filtros y ofrecer un compromiso mejor en términos de tamaño y funcionamiento que los filtros del elemento. Los procesos usados para fabricar los circuitos de la microcinta son muy similares a los procesos usados para fabricar tableros del circuito impreso y estos filtros tienen la ventaja en gran parte de ser planar.

Los filtros planar de la precisión son manufacturados con un proceso thin-film. Factores más altos de Q pueden ser obtenidos usando los materiales dieléctricos bajos para el substrato tal como cuarzo o zafiro y bajar los metales de la resistencia tales como oro.


Filtros coaxiales
Coaxial las líneas de la transmisión proporcionan más arriba factor de calidad que líneas planar de la transmisión, y se utilizan así cuando se requiere un rendimiento más alto. Los resonadores coaxiales pueden hacer uso los materiales constantes del alto-dieléctrico para reducir su tamaño total.


Filtros de la cavidad
Todavía ampliamente utilizado en los 40 megaciclos a 960 megaciclos de gama de frecuencia, los filtros bien construidos de la cavidad son capaces de alta selectividad incluso bajo cargas de la energía por lo menos de un megavatio.[1] Más arriba “Q” factor de calidad, tan bien como estabilidad creciente del funcionamiento en (abajo a 75 kilociclos) las frecuencias de cerca espaciadas, puede ser alcanzado aumentando el volumen interno de las cavidades del filtro.

La longitud física de los filtros convencionales de la cavidad puede variar sobre de 82 " en la gama de 40 megaciclos, abajo a 11 inferiores " en la gama de 900 megaciclos.

En la gama de la microonda (1000 megaciclos (o 1 gigahertz) y más altos), los filtros de la cavidad llegan a ser más prácticos en términos de tamaño y perceptiblemente más alto factor de calidad que resonadores y los filtros del elemento, aunque la energía que maneja capacidad puede disminuir.


Filtros dieléctricos
Duendes maliciosos hechos de vario Dieléctrico los materiales se pueden también utilizar para hacer resonadores. Como con los resonadores coaxiales, los materiales constantes del alto-dieléctrico se pueden utilizar para reducir el tamaño total del filtro. Con los materiales dieléctricos low-loss, éstos pueden ofrecer un rendimiento perceptiblemente más alto que las otras tecnologías discutidas previamente.


Filtros de HTS
Superconductividad de alta temperatura (HTS) Filtros del RF y de la microonda funcione en criogénico gama de temperaturas, sobre 77K (- 196C, temperatura ambiente está sobre 300K). En esta temperatura superconductor el emparedado material que forma el filtro ofrece resistencia superficial cercana-cero a la energía en el RF y la gama de la frecuencia microondas. Esto es un cambio categórico de los filtros convencionales del RF y de la microonda.

Con resistencia cercana-cero, la pérdida in-circuit de la inserción de filtros de HTS está perceptiblemente menos que los filtros convencionales. Esto es de importancia cuando es mínimo atenuación de la antena la señal es deseable. Además, en la temperatura superconducting, la actividad de la estructura cristalina del emparedado del semiconductor está en un mínimo cercano (ruido termal mínimo). Esto contribuye a una figura reducida valor del ruido. La combinación de la pérdida baja de la inserción y el de poco ruido proporciona una alta sensibilidad anticipada a de poco ruido convencional preamplificador.

Los filtros de HTS son normalmente in-circuit insertado entre la antena y el preamplificación, en comparación con los filtros convencionales que se insertan después del preamplificación. En este arreglo, los filtros fomentan separado ellos mismos de HTS de la convención eliminando la interferencia de señales próximas fuertes con el portador puesto que el rechazamiento out-of-band del filtro atenúa estas señales indeseadas antes de alcanzar el preamplificación. Las señales indeseadas no se amplifican ni no se alimentan a través al mezclador del receptor para downconverting (ninguna intermodulación).

El low-loss/el altos-q/alto-rechazan características de los permitir de los filtros de la microcinta de HTS diseñar los filtros bandpass muy estrechos para capturar señales del interés en altos ambientes de la EMI, proporcionando tunability y selectividad realzados a los receptores ultra-sensibles. los filtros Ultra-selectivos de HTS pueden sobrepasar características convencionales del rechazamiento del filtro con perceptiblemente pocos postes. Temprano el poste 4 el poste 4.8 gigahertz los diseños del filtro de la anchura de banda de 62 megaciclos de Superconductor Technologies inc. y 6 anchura de banda de 57 megaciclos por los sistemas de Westinghouse Electronics pavimentó el camino para la caravana global de hoy de la tecnología. Incidentemente, la referencia a la “temperatura alta” es por supuesto una referencia relativa. Se significa para exprimir el aprecio para las temperaturas pioneras tempranas en la gama líquida del helio (1.7 a 4 K).

Jorge Polentino

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http://www.worldlingo.com/ma/enwiki/es/RF_and_microwave_filter

Electromagnetism is used to actuate optical micro-switches. The micro-switch is composed of arrays of vertical bumicromachined mirrors on bases that move vertically under actuation (1). The displacement of the micro-mirroraround 100 micrometers to ensure the micro-switch operation. Large forces are required to performe such displacemeDifferent type of actuators can be used to move the micro-mirrors with respect to the process of fabrication of micmirror and the required performances of device using the micro-mirror. For example, scratch-drive or comb-dractuators have been reported for the actuation of surface micromachined mirrors (2 and 3 respectively). In the casebulk micromachined mirrors, direct electrostatic actuation of mirrors was also used (4). However electrostatic actuatiis not well suited to get large forces because high voltages are required that is not compatible with the commonly ussupplies in microelectronics. The use of electromagnetic actuation with micro-coil can overcome such disadvantagMiniaturization of the actuator that is required by the array structure is not an obstacle to obtain relative larelectromagnetic forces if the micro-coil is well designed and ferromagnetic materials are employed (1). In the first pof this paper, the structure of the micro-coils will be described in connection with the corresponding optical micswitches in order to explain the operation of the whole device. Electromagnetic modelling will be then presented in second part. Modelling is used to improve the design to get better actuation performance of the micro-switchExperimental results will be discussed in the last part.

DESCRIPTION OF THE STRUCTURE

The copper micro-coil arrays are dedicated to the actuation of optical matrix micro-switches. The matrix of micswitches is composed of an array of vertical mirror supported by a silicon base (Fig. 1). The bases are supported springs connected to the frame of the matrix. The fixed optical fibers are placed on the outer frame inside the grooves. The well defined 45º angle between the and planes is used to self-align the vertical mirrors athe V-grooves. Due to the (100) plane, the mirror is strictly perpendicular to optical axes. Both this perfect verticaligood quality of mirror and naturally aligned 45º angle allow very low losses between the output of the light from ofiber and its recuperation by another after reflection.

A short description of the operation principle of the switch is done and further details can be found in the literature (1). The matrix of micro-coils should be mounted below the micro-switches matrix (Fig. 2a). The magnetic force acts on magnetic materials deposited just below the moving base. The switch can move vertically between two stable positions. When all the mirrors are down, the laser light goes straight between the input and the output fibers (Fig. 2b). Constant DC field produced by a permanent magnet should allow latching with no required supply. When some mirrors are up, he laser light is switched from input fibers to the output fibers (Fig. 2c). A good alignment between the two matrices should allow each micro-coil to separately actuate the corresponding mirror vertically (see Fig. 3a). The outer electrical contacts of the micro-coils have to be designed in the corners of the matrix in order to allow wire bonding even after the two wafers are associated and the optical fibers in position (Fig. 3b).

Also in order to avoid the electric connections at the center of each micro-coil, a copper back layer should be deposited below the micro-coils. Some large triangular shape pads have been created to easily contact the back layer from the upper side of the wafer (Fig. 3c). The on going improvement of the electromagnetic actuator is to deposit a ferromagnetic layer first in order to increase the available force as it’s showed by the following modeling.

ELECTROMAGNETIC MODELING FOR THE MICRO-COILS

Electromagnetic Finite Element Modeling has been used to optimize the parameters of the micro-coils in connection with the micro-switches. In the case of the micro-switch structure previously described, a minimal displacement of 100 µm between two stable positions is required to achieve secure switching operations due to the diameter of the optical beam and some safety margins (1). Electromagnetic actuation complies well with this requirement because bistable systems are easily achieved and electromagnetism can provide large and long range forces though low voltages are needed that is compatible with the common supplies used in Electronics. Axysymmetric simulations of copper micro-coils show the benefits in working with high current and using ferromagnetic materials.

In Fig. 4a, the simulated structure composed by the copper winding is shown. A magnetic core in the center of the winding, a ferromagnetic back layer combined with an external ring also made of ferromagnetic material, can be included into the simulation. An example of results is presented in Fig. 4b. In this simulation, permalloy has been chosen for the material of both the core, the back layer and the external ring. The mirror base is also supposed to be covered by permalloy. The lines through the structure represent the magnetic equiflux lines. The magnetic induction is tangent to these lines. The figure shows clearly if the actuator is surrounded by magnetic materials, the magnetic induction can be enclosed in the region where the mirror base moves. The total force applied on the mirror base is then increased as indicated in the following table.

It should be noticed when the micro-coil is supplied by a pulse current, a higher current is allowed because the heat due to Joule losses can be dissipated between two pulses. As the magnetic force is proportional to the current square, the gain of a factor 10 on current density implies the gain of a factor 100 on forces.Ferromagnetic materials and permanent magnets are the tremendous advantage of electromagnetism. Ferromagnetic materials allow a gain in term of energy, proportional to their permeability that can be up to 106 in the case of Superalloy. Permanent magnets can provide force without contact, electrodes nor power consumption. For a long time, electrostatic actuation has been preferred to electromagnetic actuation because ferromagnetic materials and thick film magnets were not available. However, this starts to change. Ferromagnetic materials are getting to be used frequently (5) and many researchers investigate plated (6), sputtered or bonded magnets (1). This turmoil will boost the electromagnetism for Microsystems.

REALIZATION OF THE MICRO-COIL ARRAY

In order to master the technology for the realization of the electromagnetic actuator, micro-coil arrays in copper were first fabricated without copper back layer for electric connections in the center of the micro-coils. Fig. 5 shows an example of such micro-coil.

These micro-coils have been electrically tested. A low resistance of about 2 Ohms was measured and a DC current up to 0.9 Amperes has been applied before copper melting. The maximum current density supported by such micro-coil is then worth 2.6 kAmperes/mm2 that is relatively high. Also, the micro-coil normally operated in pulse current up to 2 Amperes peak. The micro-coils seem to support much larger current values in pulse regime so that electrical tests above 2 Amperes peak are expected soon. In the new process including the copper back layer, particular attention was turned to obtain large forces. The micro-coils are designed with a larger number of turns that implies a better aspect ratio of the winding in order to reduce the resistance due to the increase in winding length when the number of turns is increased. Fig. 6 represents the technological chart of the new process.

The copper back layer is first deposited and then the chromium seed layer is deposited above an insulation layer (step 1). These two layers are etched to get the through holes between the copper winding and the copper back layer of the future micro-coils (step 2). Then a copper seed layer is deposited on the whole wafer (step 3). The separations between the turns of the micro-coils are realized after etching the copper and chromium seed layers (step 4). At last a thick SU8 mold is formed and serves to get the copper winding by electroplating (step 5 and 6 respectively). Fig. 7 shows the micro-coil array using this new process.

Between the two kinds of realization of micro-coils, the technology was improved. In particular, our efforts were focused on patterning the resin molds to achieve a better aspect ratio of the copper winding. We are looking for a smaller copper width to increase the number of turns and the available electromagnetic force. But in the same time, the copper thickness has to be increase to keep a low resistance. In the following table, the geometric characteristics of the two kinds of realization of micro-coils are summarized.

It should be noticed that the micro-coils obtained with the new process have a diameter smaller than the first realized micro-coils while the number of turns has increased. That shows a great improvement of the technique of realization. According to the favorable geometric characteristics of the micro-coils fabricated with the new process, the on going electric measurements are expected to show improved performance. An electromagnetic actuator composed of copper micro-coil arrays has been presented in close connection with the actuated optical micro-switch system. The description of the whole system shows the electromagnetic actuator needs to be design according to the requirements of the actuated part. Large and long range forces are required that is well fit by electromagnetic actuators. The process of fabrication of the micro-coils has been progressively developed in order to master the technologies and two kinds of micro-coil design were realized. In particular, efforts were focused on patterning the SU8 resin molds to achieve a better aspect ratio of the copper winding. Electrical measurements have been performed on the first design and show encouraging results to go on the realization of the second design. Electromagnetic Finite Element Modeling has been used to optimize the parameters of the micro-coils. These simulations show the benefits in using both permanent magnet and magnetic materials to increase the available force. The next on going step of this research will be to include such materials in the process of fabrication of the micro-coils.

Jorge Polentino

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http://www.uta.edu/rfmems/Conferences/2001_SPIE_MicroMEMS/4592-58.pdf

Condensadores variables de RF con tecnología MEMS

Los condensadores variables son un elemento indispensable en la mayoría de las aplicaciones actuales de sistemas wireless, especialmente en osciladores controlados por tensión (VCO) y filtros sintonizables. También hay otras aplicaciones interesantes aunque no tan extendidas como las anteriores, como pueden ser circuitos desfasadores o circuitos de adaptación de impedancias ajustables. La tendencia de los sistemas de comunicación actuales requiere cada vez más volumen de información transmitida con menor tiempo, haciendo necesarios VCOs con ruido de fase muy pequeño y filtros muy selectivos [1], [2]. En consecuencia, los condensadores variables que forman parte de estos circuitos requieren un factor de calidad (Q) elevado. Además, en sistemas wireless, uno de los mayores retos es la capacidad de miniaturización y, en consecuencia, de integración de la circuitería. Dispositivos como los elementos de sintonía de los VCOs, los de selección de canal o selección de banda con Q elevado presentan dificultades de integración ya que tanto los inductores como las uniones p-n con buen factor de calidad no son realizables en procesos estándares de polisilicio. Aquí reside el interés en el desarrollo de condensadores variables de Q elevado con tecnología MEMS y con posibilidad de integración on-chip. Los condensadores variables micromecanizados presentan dos ventajas principales respecto los varactores [3]. La primera es la ya mencionada posibilidad de integración on-chip manteniendo factor de calidad elevado –sobretodo si se hace con procesos íntegramente de metal–. La segunda es que presentan una excelente linealidad, ya que no responden a frecuencias por encima de la frecuencia de resonancia mecánica del dispositivo. Las principales desventajas son el margen de actuación reducido y la dificultad de encapsulado –problema común a todos los dispositivos MEMS–. El presente articulo expone una descripción de tres condensadores variables con tecnología MEMS representativos de los dispositivos que se han diseñado utilizando el proceso de micromecanizado de superfície PolyMUMPS™. En la sección II se describe el principio de actuación de los condensadores y la descripción del proceso tecnológico de fabricación. En la sección III se presenta un condensador de 0.6 pF. A partir de las ventajas e inconvenientes de este dispositivo, en las secciones IV y V se presentan dos condensadores que aportan alternativas y soluciones: un condensador con suspensión anti-stress y un condensador con margen de actuación ampliado.

DISEÑO DE LOS CONDENSADORES VARIABLES MEMS.

El mecanismo de actuación de los condendadores eslectrostático. Aplicando una tensión entre dos placasparalelas o electrodos, el superior móvil y el inferior fijo,parece una fuerza electrostática entre ambos que provoca elcercamiento y, en consecuencia, una variación de laapacidad. Esta fuerza electrostática es contrarrestada por lauerza mecánica de las suspensiones de la placa móvil, quee opone al movimiento y que es modelada por la ley deHooke. Cuando el gap ha disminuido una tercera parte delgap inicial la fuerza mecánica no podrá contrarrestar lalectrostática produciendose un colapse de los doslectrodos –y por lo tanto un cortocircuito–. Esta situaciónocurre cuando la tensión aplicada es la que se conoce comoensión de pull-in:

donde W y w són las longitudes de los lados de los electrodos,ε0 la permitividad del vacio,g0 el gap inicial entre electrodos y k la constante de elasticidad mecánica de las suspensiones del electrodo móvil, que depende del material utilizado y sus dimensiones. En consecuencia, los condensadores diseñados tendrán que trabajar por debajo de la tensión de pull-in, siendo éste el factor limitante del margen de variación de los condensadores variables micromecanizados, que en la práctica es inferior al límite teórico de 1.5:1.

Proceso de fabricación.



Los condensadores han estado fabricados con el proceso de micromecanizado superficial PolyMUMPS™. Este proceso ofrece 3 capas de polisilicio (Poly0, Poly1,Poly2) y una capa de oro que se puede depositar encima de la capa Poly2. Entre las capas de polisilicio hay 2 capas sacrificiales de óxido. La tabla I detalla las capas que componen este proceso, así como sus parámetros más importantes.

La liberación de las estructuras móviles se hace mediante un atacado químico de HF de las capas sacrificiales, seguido de un secado supercrítico de 2 CO . El proceso PolyMUMPS™ está pensado para ser un proceso de micromecanizado de propósito general, ofreciendo múltiples runs cada año y facilidad de acceso –esta es la razón principal de su utilización–, pero no está específicamente pensado para aplicaciones de RF. En consecuencia, tiene algunos aspectos que limitan el comportamiento de los dispositivos diseñados. Un primer aspecto es el sustrato, ormado por silicio de baja resistividad, con una capa aislante de nitruro de silicio de 0.6 µm encima. Esta configuración limita la frecuencia de funcionamiento debido al acoplo capacitivo a través del sustrato. El segundo aspecto es la disponibilidad de una sola capa metálica. De esta forma sólo una de las placas del condensador será metálica, siendo este el mayor factor limitante del Q de los dispositivos diseñados.

CONDENSADOR VARIABLE DE 0.6 pF

En la figura 1 se puede observar la planta, perspectiva y sección vertical del condensador diseñado de 2 placas paralelas y de capacidad nominal 0.6 pF. El acceso es mediante pads elevados (con aire el central y con óxido los laterales), dispuestos de forma que permitan un acceso coplanar con un pitch de 150 µm. El condensador tiene unas dimensiones de 210 x 230 µm, y la placa móvil (formada por Poly2 y metal) está suspendida con suspensiones de tipo ‘T’, proporcionando una constante de elasticidad total de 85 N/m. El procedimiento básico de diseño de estos dispositivos empieza con la decisión del tamaño del área de los electrodos para conseguir la capacidad deseada; este paso se ha realizado mediante cálculo analítico y ajustado con ADS/Momentum™, para tener en cuenta las capacidades de bordes, que son importantes. A continuación, se escoge la tensión de pull-in –el condensador funcionará entre 0 V y esta tensión– , y mediante (1) se calcula la constante de elasticidad total k de las suspensiones. Finalmente se calcula el número y dimensiones de las suspensiones para cumplir las especificaciones anteriores.

La figura 2 muestra la gráfica del desplazamiento del electrodo superior simulado con CoventorWare™ y la capacidad en función de la tensión aplicada al condensador. Se aprecia que la tensión de pull-in es aproximadamente de 11 V y una variación de capacidad entre los valores 0.57 pF inicial y 0.767 pF final. Se deduce una variación teórica máxima aproximada de 1.35:1.

Mediante ADS/Momentum™ se ha simulado el dispositivo completo. En la figura 3 se muestra el parámetro 11 S , que permite deducir el factor de calidad Q del condensador variable de 0.6 pF, que es de 132 @ 1 GHz y 65.5 @ 2 GHz.

CONDENSADOR VARIABLE CON SUSPENSIÓN ANTI-STRESS.

El proceso de fabricación requiere la deposición del polisilicio a alta temperatura. Durante el enfriamiento hasta temperatura ambiente, las estructuras desarrollan un stress residual debido a la expansión térmica del polisilicio. Además, en la placa superior, formada por polisilicio y metal, con coeficientes de expansión térmicos muy distintos, este efecto es más notorio. La consecuencia de este fenómeno es el doblado de las estructuras suspendidas durante su proceso de liberación –pudiendo llegar a romper e inutilizar el dispositivo–, además de provocar un incremento en las tensiones de actuación. Por esta razón se han diseñado suspensiones que permitan la absorción de parte de este stress residual, permitiendo ligero movimiento en el plano X-Y durante la liberación de las estructuras suspendidas. Un ejemplo de estas suspensiones se puede observar en el condensador de 230 x 230 µm de la figura 4.

Se deduce de la figura 5 que éste condensador se actua en un margen de tensiones entre 0 y 1.9 V, variando su capacidad entre 0.62 y 0.88 pF, con un margen de variación de aproximadamente 1.42:1.

El fenómeno conocido como stiction puede aparecer en los dos condensadores vistos hasta el momento: esto supone que las placas pueden estar en contacto permanente debido a microfuerzas aparecidas por diversas causas, principalmente durante el proceso de liberación de las estructuras suspendidas. Dos factores son importantes para evitar este fenómeno –a parte del método de liberación y secado–: la creación de estructuras con gap elevado y el diseño de suspensiones con constante de elasticidad elevada para así ofrecer mayor resistencia a este fenómeno.

CONDENSADOR VARIABLE CON MARGEN DE VARIACIÓN AMPLIADO.

Con la idea principal de conseguir dispositivos que mejoren el margen muy pequeño de variación de los dispositivos anteriores, se ha diseñado un condensador con margen de variación ampliado [4], que se muestra en la figura 6. Se puede observar en su sección vertical que consiste en separar las funciones de polarización y RF de la placa inferior. La tensión de actuación se aplica entre la placa móvil superior (conectada a masa) y un electrodo de Poly0 situado sobre el sustrato, entre las que hay una separación de 2.75 µm. Esto significa que la placa móvil podría desplazarse teóricamente 0.91 µm antes de colapsar. El electrodo de RF se ha intercalado entre los dos anteriores, dejando un gap de 0.75 µm con la placa superior móvil. De esta forma la capacidad variable se forma entre la placa móvil superior y el electrodo intermedio, pudiendo llegar a tener desplazamiento teórico en la totalidad del gap del condensador sin llegar a colapsar. El área del condensador de RF es de 400 x 200 µm. El dispositivo tiene un márgen de variación teórico entre su capacidad nominal de 0.95 pF y ∞, aunque a la práctica esta variación será mucho menor, ya que la placa móvil superior, al ser actuada, no se comportará como un bloque rígido bajando de forma uniforme, sinó que su parte central bajará de foma más apreciable que sus extremos, que es por donde está anclada mediante las suspensiones.

Las suspensiones del dispositivo se se han diseñado con una constante de elasticidad mecánica que permita tener un márgen de actuación razonable, entre 0 y 14 V. En la figura 7 se muestra el desplazamiento de la placa móvil simulada con CoventorWare™ y la capacidad en función de la tensión aplicada. Se puede observar en la gráfica del desplazamiento que la placa móvil no colapsa durante el recorrido, al contrario que en las figuras 2 y 5, donde se alcanza la situación de colapse de pull-in, limitando el márgen de variación del condensador.

Jorge Polentino

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http://w3.iec.csic.es/ursi/articulos_modernos/articulos_coruna_2003/actas_pdf/SESION%204/S4.%20Aula%202.2/1269-CONDENSADORES.PDF